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大功率变频电源的特点

提示:

对于传统的硬开关技术变频电源,由于功率器件的发展,已经形成了比较成熟的电路和控制方法。但对于大功率变频装置来说,有着它自己的特点:(1)大功率变频电源主电路的功率器件上的电流大,如果不考虑高电压的问题(大功率变频电源的输入电压和输出电压额定值通常为三相交流0.66、3、6kV的电压),由于功率较大,所以主电路

对于传统的硬开关技术变频电源,由于功率器件的发展,已经形成了比较成熟的电路和控制方法。但对于大功率变频装置来说,有着它自己的特点:

(1)大功率变频电源主电路的功率器件上的电流大,如果不考虑高电压的问题(大功率变频电源的输入电压和输出电压额定值通常为三相交流0.6636kV的电压),由于功率较大,所以主电路中的电流很大,可达到数十到数百安,这就给电路拓扑的选择、电路元器件的设计和制造带来了很多特殊问题。诸如直流母线的设计、吸收电路的设计等。

(2)由于变频电源功率很大,相对来说,电路损耗的绝对值很大,因此,变频电源的热设计变得十分重要。如何降低发热量、改善散热条件、降低热阻是需要认真对待的问题,通常情况下需要采用强制风冷的措施。

(3)由于大功率变频电源主电路元器件的成本较高,一旦出现故障影响很大,因此,对可靠性的要求很高。一般情况下,在提高变频电源可靠性的措施中,一方面在于设计中留有足够的裕量和制造过程中的严格把关,另一方面需要在设计中考虑到各种故障可能,并采用相应的保护措施,避免危及变频电源本身及负载的安全。对变频电源本身的保护内容包括输入过压、输入欠压,系统过热,系统过流等;对负载的保护包括输出过压、输出欠压、输出过流等。

(4)所有控制方法的最终目的应该是保证调速系统的负载电动机按设定转速,设定转矩运行,有速度传感器的PID调节、矢量控制、直接转矩控制以及现代控制理论(自适应控制、模糊控制、神经网络控制等)的应用。还有涉及到变频电源本身的死区补偿、空间矢量调制等细节性的算法等。

2-18给出了现在常用的变频电源的系统结构,图2-19给出了感性负载下,三相逆变器中U相桥臂功率器件在一个开关周期内典型的电流和电压工作波形。

电压源三相逆变器结构图

2-18 电压源三相逆变器结构图

对于由两个功率开关S1S4构成的一个逆变桥臂(S1在上,S4在下)来说,当S4开通时,通过感性负载的电流将开始增加。当S4被关断时,感性负载中的电流不可能立刻发生变化,它必须通过S1上的反并联二极管VD1进行续流。

假设初始电流流过二极管VD1,当S4开通时,负载电流将从VD1转移到S4,而二极管VD1不能立即从正向导通状态恢复到反向阻断状态。相反,在VD1恢复到能承受反向电压之前,VD1中有一个峰值很大的反向恢复电流,这个反向恢复电流也要流过S4。所以,此时流过S4的电流是负载电流和VD1反向恢复电流之和。而且,此时S4上的电压仍然为直流母线电压。这样,S4开通时,将产生很大的开通损耗。而且将承受很大的电压和电流应力,如果这个应力超过其安全工作区的极限,功率开关器件将永久损坏。另外,当VD1开始承受反向电压时,反向电流减少到零的同时承受一个很高的电压和一个很大的反向电流,因此,反并联二极管也将产生很大的功耗。

 一个开关周期内功率开关器件和反并联二极管上的电流和电压波形

2-19 一个开关周期内功率开关器件和反并联二极管上的电流和电压波形

S4被关断时,负载电流转移到二极管VD1中,S4两端的电压慢慢上升到直流母线电压,此时流过S4的电流基本上等于负载电流;当S4中的电流减小到零,此时它承受的还是直流母线电压。因此,在S4关断期间也有一个较大的功率损耗。

中等功率和大功率的电压源三相逆变器,常常用到诸如双极型晶体管( BJT)IGBT和门极可关断晶闸管( GTO)等,这是由于这些器件的电流和电压额定值要高于功率场效应晶体管( MOSFET)。然而,这些器件的开关特性相对较差,特别是在硬开关条件下的关断拖尾电流,将产生很大的开关损耗。另外一个开关损耗的来源是功率开关上反并联二极管的反向恢复电流,它将在硬开关条件下引起明显的开通损耗。

近年来,高性能的IGBT已成为变频电源首选的功率器件。图2-20给出了带反并联二极管的IGBT工作在占空比为50%时功率损耗的计算结果。可以看出,随着工作频率的增加,功率损耗迅速增大,这表明开关损耗比通态损耗更重要。

另外,分析功率开关在各个工作期间的功率损耗也很有意义,图2-21给出了IGBT在通态、关断和开通等阶段的功率损耗及总功耗。应当指出,虽然在工作频率低于5kHz时,IGBT中的通态功率损耗是主要的,但当工作频率较高时开关功耗则变为主要的。更重要的一点是,开通功率损耗显然比关断功率损耗还大,这是因为,IGBT开通期间需要通过一个很大的反并联二极管的反向恢复电流。能够减少开关功率器件关断时间的方法经常伴随着其在导通状态下压降的增加,这样也增加了开关功率器件的通态功率损耗。

IGBT和反并联二极管功能

2-20    IGBT和反并联二极管功能

(直流母线电压400V,电极电流15A)

IGBT各个工作阶段的功耗

2-21    IGBT各个工作阶段的功耗

(直流母线电压400V,电动机电流15A)

2-22示出了功率器件开关期间的电压,电流和功率损耗示意图。在功率器件开通瞬间,器件中电流包括从零上升到负载电流,再加上二极管的反向恢复电流及寄生电容的充电电流。典型情况下,将出现峰值电流和极高的器件损耗峰值。在功率器件关断瞬间,器件两端的电压从零上升到直流母线电压,由于线路电感的存在,由Ldi/dt引起的电压冲击将超过直流母线电压,当然,这个冲击电压可以通过很好的电路设计和高频率的直流母线吸收电容来缩小。另外,关断损耗对于不同类型的功率器件有所不同,主要取决于关断延迟和电流下降时间。在不同类型的功率器件中,MOSFET的开关损耗最小,IGBT随着制造工艺和载流子寿命的不同而有所不同,也有一些速度极高的IGBT具有很小的关断损耗,可以和MOSFET一样。一般情况下,由于BJT有一个较长的关断时间,所以也有比较高的开关损耗。

硬开关条件下的器件开关波形

2-22 硬开关条件下的器件开关波形

在开关过程中存在的另外一个问题是器件上的电压变化率du/dt。在开通时,器件电压下降为零;关断时,开关上的电压在上升到直流母线电压时有一个过冲,典型的开关器件开关时电压变化率>2000V/μs,如果考虑到门极驱动时的小电阻,可达到5000V/μs。器件两端的寄生电容典型值在2~10nF之间。通常情况下由于电压变化率和寄生电容之间的耦合影响,使得器件节点漏电流可以高达50A,这个耦合电容电流在开通时可能和线路电感之间产生振荡,从而导致EMI问题。

在器件两端并联一个电容可明显地缩小器件的关断损耗和关断时的电压变化率,但是,从另外一个方面又明显地增加了器件的开通损耗。图2-23解释了器件两端并联电容时的开通情况。假定初始条件为负载电流从二极管VD2通过,当S1开通,需要关断VD2,储存在电容C1中的能量将通过S1在一个近似于零电阻通道进行放电。当VD2被关断后,电容C2将通过S1由直流母线电压对其进行充电,也几乎是一个零电阻通路。二极管反向恢复电流和电容充放电电流典型情况下要远远大于负载电流,从而引起较大的开通损耗。图2-23 (b)给出的波形说明了如果使用反向恢复速度较慢的二极管,则器件开通时的峰值电流将超过负载电流的20倍以上。

开关器件两端并接电容时开通电路示意及波形

2-23 开关器件两端并接电容时开通电路示意及波形

(a)开通电路示意图;(b)开通波形

硬开关条件下,S1的开通电流iS1可以用式(2-2)来表示

iS1= iLoad+iD2+iC1+iC2    (2-2)

式中 iD2-二极管VD2的反向恢复电流。

如此之高的开通电流导致器件的开通损耗和开关噪声大大增加,当主开关器件选用一般的MOSFET时,这种状况将变得更加糟糕。

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